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功率放大器范文第1篇

關(guān)鍵詞：音頻領(lǐng)域；印制電路板；音響效果；揚聲器；功耗低

家庭影院自上世紀80年代興起后，現(xiàn)代的家庭影音系統(tǒng)開始有著質(zhì)的飛躍，可以在瞬間得到眾多觀眾的喜愛，尤其在年輕一代中廣受歡迎，并且飛速的進入消費者的家中。隨著信息技術(shù)的發(fā)展，家庭影音系統(tǒng)正在這些技術(shù)的帶動下，其技術(shù)質(zhì)量、音響效果等越來越受完美，許多電子技術(shù)的愛好者也希望能夠自己獨立完成按照自己意愿設(shè)計的家庭影音系統(tǒng)，這一逐漸成為社會年輕人的一大發(fā)展趨勢。

一、D類功率放大器的概述

幾十年在音頻領(lǐng)域中，A類，B類，AB類音頻功率放大器一直占據(jù)統(tǒng)治地位。音頻功率放大器發(fā)展經(jīng)歷了這樣的幾個過程：所有器件從電子管、晶體管到集成電路的過程：電路組成從單管到推挽的過程：電路形成從變壓器輸出到OTL、OCL、BTL的形式過程。其基本類型是模擬音頻功率放大器，它的最大缺點是效率太低。全球音視頻領(lǐng)域數(shù)字化的浪潮以及人們對音視頻設(shè)備的環(huán)保要求。迫使人們開發(fā)，高效、節(jié)能、環(huán)保、數(shù)字化的音頻功率放大器，它應(yīng)該具有工作效率高，便于與其它數(shù)字化設(shè)備相連接的特點。D類功率放大器就是PWM型功率放大器。它基本符合上面的要求。

在高保真音響電路中，功放電路通常由兩個或兩個以上的音頻聲道所組成。每個聲道分為兩個主要的部分，即前置放大器和功率放大器。兩部分電路可分設(shè)在兩個機箱內(nèi)，也可組裝在同一個機箱內(nèi)，后者稱為綜合放大器。由于左、右聲道完全相同，所以在雙聲道電路中只介紹其中一路：

（一）前置放大器的組成

前置放大器具有雙重功能：它要選擇所需要的音源信號，并放大到額定電平；還要進行各種音質(zhì)控制，以美化聲音。這些功能由均衡放大、音源選擇、輸入放大和音質(zhì)控制等電路來完成。

1.音源選擇

音源選擇電路的功能是選擇所需的音源信號送入后級，同時關(guān)閉其他音源通道。各種音源的輸出是各不相同的，通常分為高電平與低電平兩類。調(diào)諧器、錄音座、CD唱機、VCD/DVD影碟機等音源的輸出信號電平達50～500mV，稱為高電平音源，可直接送入音源選擇電路；而動圈式和動磁式電唱機的輸出電平僅為0.5～5mV，稱為低電平音源，須經(jīng)均衡放大后才能送入音源選擇電路。線路輸入端又稱為輔助輸入端，可增加前置放大器的用途和靈活性，供連接電視信號和其他高電平音源之用。

2.輸入放大

輸入放大器的作用是將音源信號放大到額定電平，通常是1V左右。輸入放大器可設(shè)計為獨立的放大器，也可在音質(zhì)控制電路中完成所需要的放大。

3.音質(zhì)控制

音質(zhì)控制的目的是使音響系統(tǒng)的頻率特性可以控制，以達到高保真的音質(zhì)；或者根據(jù)聆聽者的愛好，修飾與美化聲音。有時還可以插入獨立的均衡器，以進一步美化聲音。音質(zhì)控制包括音量控制、響度控制、音調(diào)控制、左、右聲道平衡控制、低頻噪聲和高頻噪聲抑制等。

（二）功率放大器的組成

雖然功率放大器的電路類型很多，但基本上都由激勵級、輸出級和保護電路所組成。

二、傳統(tǒng)功放與D類功放的比較

功率消耗在所有線性輸出級，因為產(chǎn)生輸出電壓vout的過程中不可避免地會在至少一個輸出晶體管內(nèi)造成非零的ids和vds。功耗大小主要取決于對輸出晶體管的偏置方法。

A類放大器拓撲結(jié)構(gòu)使用一只晶體管作為直流（dc）電流源，能夠提供揚聲器需要的最大音頻電流。A類放大器輸出級可以提供優(yōu)良的音質(zhì)，但功耗非常大，因為通常有很大的dc偏置電流流過輸出級晶體管（這是我們不期望的），而沒有提供給揚聲器（這是我們期望的）。

B 類放大器拓撲結(jié)構(gòu)沒有dc偏置電流，所以功耗大大減少。其輸出晶體管是以推拉方式獨立控制，從而允許高端晶體管為揚聲器提供正電流，而低端晶體管吸收負電流。由于只有信號電流流過晶體管，因而減少了輸出級功耗。但是B類放大器電路的音質(zhì)較差，因為當輸出電流過零點和晶體管在通斷狀態(tài)之間切換時會造成線性誤差（交越失真）。

A/B 類放大器是A類放大器和B類放大器的組合折衷，它也使用dc偏置電流，但它遠小于單純的A類放大器。小的dc偏置電流足以防止交越失真，從而能提供良好的音質(zhì)。其功耗介于A類放大器和B類放大器之間，但通常更接近于B類放大器。與B類放大器電路類似，A/B類放大器也需要一些控制電路以使其提供或吸收大的輸出電流。即使是精心設(shè)計A/B類放大器也有很大的功耗，因為其中等范圍的輸出電壓通常遠離正電源或負電源。由于漏源極之間的電壓降很大，所以會產(chǎn)生很大的瞬時功耗ids×vds。D類放大器由于具有不同的拓撲結(jié)構(gòu)，其功耗遠小于上面任何一類放大器。D類放大器的輸出級在正電源和負電源之間切換從而產(chǎn)生一串電壓脈沖。這種波形有利于降低功耗，因為當輸出晶體管在不導通時具有零電流，并且在導通時具有很低的vds，因而產(chǎn)生較小的功耗ids×vds 。

D類功放具有多種特點，并且是我們只得關(guān)注的。

（一）效率高

在理想情況下，D類功放的效率為100%（實際效率可達90%左右）。B類功放的效率為78.5%（實際效率約50%），A類功放的效率才50%或25%（按負載方式而定）。這是因為D類功放的放大元件是處于開關(guān)工作狀態(tài)的一種放大模式。無信號輸入時放大器處于截止狀態(tài)，不耗電。工作時，靠輸入信號讓晶體管進入飽和狀態(tài)，晶體管相當于一個接通的開關(guān)，把電源與負載直接接通。理想晶體管因為沒有飽和壓降而不耗電，實際上晶體管總會有很小的飽和壓降而消耗部分電能。

（二）功率大

在D類功放中，功率管的耗電只與管子的特性有關(guān)，而與信號輸出的大小無關(guān)，所以特別有利于超大功率的場合，輸出功率可達數(shù)百瓦。

（三）失真低

D類功放因工作在開關(guān)狀態(tài)，因而功放管的線性已沒有太大意義。在D類功放中，沒有B類功放的交越失真，也不存在功率管放大區(qū)的線性問題，更無需電路的負反饋來改善線性，也不需要電路工作點的調(diào)試。

（四）體積小、重量輕

D類功放的管耗很小，小功率時的功放管無需加裝體積龐大的散熱片，大功率時所用的散熱片也要比一般功放小得多。而且一般的D類功放現(xiàn)在都有多種專用的IC芯片，使得整個D類功放電路的結(jié)構(gòu)很緊湊，外接元器件很少，成本也不高。

參考文獻：

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功率放大器范文第2篇

關(guān)鍵詞： PWM；D類功率放大器；效率；失真度

中圖分類號：TN949.199文獻標識碼：B

The Design of a Class D Audio Power Amplifier with PWM Modulation

CAI Yan-yan, LI Wen-fang

(HuangHe Science and Technology Colledge, Electronic and information engineering Department, Zhengzhou Henan 450062, China)

Abstract: With the advantages of high efficiency, energy saving and small size, the class D amplifier is used extensively in portable applications, homeequipment, car audio and so on. In this paper, the Class D audio power amplifier with PWM and 5V supply is presented. The entire circuit contains a preamplifier, an error amplifier, comparators, oscillator, gate-driver circuit, full-bridge, and reference circuit. Feedback is applied to reduce the total harmonic distortion. A dual PWM scheme is used to minimize static power consumption of the system, and it also removes the LPF, makes the system smaller.

Keywords:PWM; Class D power amplifierP; efficiency; Distortion

引 言

D類放大器是一種具有極高工作效率的開關(guān)功率放大器，被放大的信號并非為直接輸入信號，而是經(jīng)采樣變換為脈寬變化的開關(guān)信號，使功率開關(guān)管均處于開關(guān)狀態(tài)。理想狀態(tài)下，功率開關(guān)管導通沒有電壓降，關(guān)斷時沒有電流流過，效率可達100%。但實際中，由于受器件限制（如開關(guān)速度、漏電流、導通電阻不為零等）和設(shè)計上的不完善，其實際效率通?？蛇_到90%以上，同線性放大器相比，具有較大的優(yōu)勢，目前已經(jīng)在一些高檔產(chǎn)品中得到應(yīng)用并投放市場。本文設(shè)計的D類音頻功率放大器主要基于以下三個方面考慮：保證高保真度、提高效率和減小體積。

1D類音頻功放的系統(tǒng)設(shè)計

本文所設(shè)計的D類音頻功率放大器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。該放大器結(jié)構(gòu)是基于雙邊自然采樣技術(shù)方案實現(xiàn)的，在任一時刻輸出所包含的信息量都是單邊采樣方案的兩倍，通過雙邊自然采樣還可以把輸出音頻信號中大量的失真成分移除到人耳所能感應(yīng)到的音頻帶寬范圍之外，達到去除D類音頻功率放大器輸出端低通濾波器的目的。

系統(tǒng)采用單電源供電，脈沖信號“out1”和“out2”的高低電平分別為VDD和GND，輸入放大級由運算放大器OTA的閉環(huán)結(jié)構(gòu)實現(xiàn)，誤差放大器則由運算放大器OTA與電容Cs構(gòu)成。系統(tǒng)工作時，音頻輸入信號Vin首先經(jīng)過輸入放大級后輸出兩路差分信號，再與反饋信號求和送到誤差放大器中產(chǎn)生誤差信號VE1、VE2，對三角波載波信號VT進行調(diào)制，輸出兩路脈沖信號“out1”和“out2”以驅(qū)動揚聲器發(fā)聲。系統(tǒng)包含兩個反饋環(huán)路，第一個由R1、Rf1和OTA組成，用來設(shè)置輸入放大級和整個D類音頻功率放大器的增益，第二個由R2、Rf2和后端音頻信號處理電路組成，用來減小系統(tǒng)的THD指數(shù)。

在圖1中，對電容Cs充放電的電流I1、I2由Vout1、Vout2、Vin、R1、Rf1、R2和Rf2共同決定，其中電阻和電容必須具有良好的線性度和匹配性，以獲得良好的閉環(huán)性能。

開環(huán)D類音頻功率放大器的模型如圖2所示。

此時系統(tǒng)輸出為：

Vout1= HfVin+Vn（1）

開環(huán)系統(tǒng)的總諧波失真為：

式（2）中的Vin為放大器的輸入信號，Vn為引入的諧波失真，Hf為傳遞函數(shù)。

具有反饋環(huán)路的D類音頻功率放大器的模型如圖3所示。

此時系統(tǒng)的輸出為：

其中Hfb為閉環(huán)模型的傳遞函數(shù)，G為反饋增益。為了得到相等的放大倍數(shù)，設(shè)計傳遞函數(shù)為：

Hf = Hfb/(1+HfbG)（4）

則式（3）變?yōu)椋?/p>

Vout2 = HfVin+Vn/(1+HfbG)（5）

閉壞系統(tǒng)的總諧波失真為：

比較式（2）和式（6）可以看出，具有反饋環(huán)路閉環(huán)系統(tǒng)THD為開環(huán)系統(tǒng)THD的1/(1+HfbG)，即通過反饋結(jié)構(gòu)減小了系統(tǒng)的THD。

2單元電路設(shè)計實現(xiàn)

系統(tǒng)單元電路主要包括：輸入放大級、誤差放大器、比較器、驅(qū)動電路、全橋開關(guān)電路、內(nèi)部振蕩電路和基準電路。

2.1輸入放大級

D類音頻功率放大器的輸入放大級是基于運算放大器（OTA）的閉環(huán)結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)的，其結(jié)構(gòu)如圖4所示，用來根據(jù)需要對輸入的音頻信號作電平調(diào)整和信號放大處理，使輸入信號在幅度方面能滿足后級電路的要求，輸入放大級的增益可以通過設(shè)置Rf1和R1的阻值來決定。

2.2比較器

本文所采用的比較器電路如圖5所示，比較器電路由三級構(gòu)成，即輸入預(yù)放大級、判斷級（或正反饋級）和輸出數(shù)字整形緩沖級。預(yù)放大級采用有源負載的差分放大器來實現(xiàn)，其放大倍數(shù)不用很大，用來進行輸入信號的放大，以提高比較器的敏感度，并把比較器的輸入信號與來自正反饋級的開關(guān)噪聲隔離開；判斷級用來將預(yù)放大級的信號進一步放大，為比較器的核心部分，電路中通過把m8與m9的柵極交叉互連實現(xiàn)正反饋，以具備能夠分辨非常小的信號的能力，并提高此級電路的增益；輸出緩沖級是一個自偏置的差分放大器，它的輸入是一對差分信號，用來把判斷級的輸出信號轉(zhuǎn)化成邏輯電平（0V或5V），即輸出高電平VOH=VDD，輸出低電平VOL=GND。

2.3內(nèi)部振蕩電路

本文采用的三角波產(chǎn)生電路結(jié)構(gòu)如圖6所示，其中m5、m6和m7、m8構(gòu)成了兩組恒流源，m9～m13和Q1構(gòu)成了輸出級。在電路中，采用將輸出信號VT分別反饋到比較器comp1和comp2，與參考電平VREF1和VREF2（VREF2

由圖6可知，VT初始電壓值為零，電路上電時，由于0

2.4全橋開關(guān)電路

輸出級采用N、P型功率開關(guān)對管組成的全橋開關(guān)電路實現(xiàn)，其結(jié)構(gòu)及負載電流流向如圖7所示。

全橋開關(guān)電路工作在開關(guān)模式，隨著輸入信號的改變，m1～m4的狀態(tài)隨之轉(zhuǎn)換，始終只有對角一對功率開關(guān)管導通，另一對截止。

2.5驅(qū)動電路

驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)如圖8所示，該電路能有效調(diào)節(jié)死區(qū)時間（N型、P型功率開關(guān)管同時關(guān)斷），防止單臂“shoot-through”現(xiàn)象，并有保護關(guān)斷功能。輸入信號為比較器輸出的PWM脈沖信號，PWM1用來驅(qū)動N型功率開關(guān)管，PWM2用來驅(qū)動P型功率開關(guān)管。為了避免全橋開關(guān)電路中的單臂“shoot-through”現(xiàn)象，當PWM信號從低電平變?yōu)楦唠娖綍r，PWM2應(yīng)首先變?yōu)楦唠娖?，關(guān)斷PMOS功率開關(guān)管，隨后PWM1再變?yōu)楦唠娖?，開啟NMOS功率開關(guān)管，如圖9所示；反之，當PWM信號從高變?yōu)榈蜁r，PWM1先變?yōu)榈碗娖?，關(guān)斷NMOS開關(guān)功率管，隨后PWM2再變?yōu)榈碗娖?，開啟PMOS開關(guān)功率管。實際電路中，可以根據(jù)需要通過控制延遲單元的控制位Tc來調(diào)整死區(qū)時間的長短。為減小失真，必須減小死區(qū)時間，該驅(qū)動電路采用了逐級增加驅(qū)動能力的方式來驅(qū)動功率管，從而減小了必要的死區(qū)時間，保證了低失真度。EN是控制模塊的使能信號，正常工作為高電平；當出現(xiàn)過流、過溫等情況時，則變?yōu)榈碗娖?，關(guān)斷全橋功率開關(guān)電路。

2.6基準電路

本文所設(shè)計的帶隙電壓基準源結(jié)構(gòu)如圖10所示，主要由核心電路與啟動電路兩部分組成。

核心電路中M1～M12一起構(gòu)成共源共柵電流鏡來提供直流偏置，運放op1采用兩級共源共柵放大。另外，在圖10電路中引入了負反饋，保證了該偏置電路電流鏡的準確性，同時與電源無關(guān)，具有很高的電源抑制比。

電路上電時偏置電路可能會出現(xiàn)零電流的情況，需要啟動電路保證電路能夠正常工作。電路不工作時，EN、Vs1為0，Vs2、Vs3為1，M15、M17不通，運放輸出為高，M3～M6也不通，整個電路不消耗電流。當EN由0變成1時，由于C1的作用，Vs1保持為0，Vs2為1，Vs3變?yōu)?，此時M15、M17導通，inp、inn分別被拉到0、1，運放輸出變?yōu)?，M3～M6導通，M13、M14支路開始有電流，并對C1充電，直到Vs1高過I2閾值電壓時，Vs2變?yōu)?，Vs3則變?yōu)?，M15、M17關(guān)斷。最終電路偏離零電流狀態(tài)，開始正常工作，且Vs1充至電源電壓，整個啟動電路不再消耗電流。

3結(jié)論

本文研究了基于PWM調(diào)制技術(shù)D類音頻功率放大器的工作原理，通過引入反饋技術(shù)減小了D類音頻功率放大器的THD；通過逐級增加驅(qū)動能力的方式減小了必要的死區(qū)時間，保證了更低的失真度；采用雙路反寬調(diào)制方案，一方面抑制了系統(tǒng)的靜態(tài)功耗，另一方面去除了輸出級的LC低通濾波器，達到了減小系統(tǒng)成本和體積的目的。

參考文獻

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功率放大器范文第3篇

【關(guān)鍵詞】Doherty 功率放大器 平衡式 寬帶

doi：10.3969/j.issn.1006-1010.2015.03.000 中圖分類號：TN42 文獻標識碼：A 文章編號：1006-1010（2015）03-0000-00

引用格式：李瑞陽，劉太君，葉焱. 平衡式寬帶Doherty射頻功率放大器[J]. 移動通信， 2015，39（3/4）： 00-00.

Design of Balanced Broadband Doherty RF Power Amplifier

LI Rui-yang， LIU Tai-jun， YE Yan

（College of Information Science and Engineering， Ningbo University， Ningbo 315211， China）

[Abstract]In order to meet the requirements of future communication system for multi-band multi-mode RF power amplifier， the structure of traditional Doherty amplifier should be improved. Based on the structure of traditional Doherty amplifier， with the impedance conversion ratio of its output combiner analyzed， the impact of impedance conversion ratio on bandwidth is illustrated and the combiner bandwidth is expanded by means of balanced structure. Finally， an improved Doherty power amplifier using GaN power tube produced by CREE Corporation working in 1.85-2.65GHz is designed. It achieves following performance： when the output power back-off is 5-6dB， the drain efficiency is higher than 38% in 1.85-2.65GHz； the maximum output power is greater than 44dBm with the combination gain around 10dB. Therefore， the feasibility of the improved structure is verified.

[Key words]Doherty power amplifier balanced broadband

1 引言

目前無線通信系統(tǒng)的標準越來越多，比如UMTS、LTE以及WiMAX等。為了實現(xiàn)高數(shù)據(jù)速率傳輸，采用了更加復(fù)雜的調(diào)制信號，然而這些調(diào)制信號都具有很高的峰均比。Doherty功率放大器作為高效率功放的代表[1]，已經(jīng)廣泛應(yīng)用在實際中，但傳統(tǒng)的Doherty功放工作帶寬都比較窄（相對帶寬小于10%）[2-4]。如何在同一個平臺下實現(xiàn)多波段、多模式并存[5]且高效率的傳輸信號越來越引起人們的關(guān)注。

針對這個問題，國內(nèi)外相繼有學者在多波段射頻功放領(lǐng)域發(fā)表了研究成果[6-12]，分析Doherty合路結(jié)構(gòu)的回退特性，從而給出了影響寬帶Doherty實現(xiàn)的原因，并分別采用實頻法、雙匹配法以及寬帶匹配技術(shù)等方法對傳統(tǒng)的波長線和λ/4阻抗變換線進行改進，都實現(xiàn)了拓寬Doherty工作帶寬的目的。這些研究成果對今后的研究工作具有重要的指導意義。

本文首先分析了傳統(tǒng)Doherty合路結(jié)構(gòu)對帶寬的影響，然后借鑒上述研究成果，采用平衡式的合路結(jié)構(gòu)代替?zhèn)鹘y(tǒng)四分之一波長線的合路結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)了1.85―2.65GHz寬頻帶Doherty功率放大器。

2 理論分析

2.1 傳統(tǒng)Doherty功放的理論分析

Doherty功放具有顯著的高效特性[1]?；镜腄oherty電路原理框圖如圖1所示，Doherty功放主要由主放大器和輔助放大器組成。主功放一般工作在AB類，輔助功放工作在C類。在低功率輸入時，主功放工作，輔功放處于截止狀態(tài)。負載調(diào)制使得主功放具有兩倍于最優(yōu)阻抗的輸出阻抗。輸出阻抗的提高使得輸出電壓達到了峰值，故此時功放工作效率最高。當輸入功率再增大時，此時輔功放開始工作，從而調(diào)制主功放的負載阻抗不斷減小，使其輸出電壓基本保持不變而輸出電流的增加導致輸出功率的增加，由于輔功放的開啟效率會有小幅度的回落，然后繼續(xù)上升。最后，主輔放大器輸出阻抗都達到最優(yōu)阻抗，主輔功率放大器都工作于飽和狀態(tài)，效率達到最高，這種現(xiàn)象就是“有源負載牽引”理論。采用此方法可以使主放大器在飽和輸出點處功率回退6dB的情況下，仍然獲得和輸出飽和功率一樣的效率。

2.2 傳統(tǒng)Doherty功放合路的阻抗變換分析

根據(jù)上述對Doherty結(jié)構(gòu)的簡要分析，可以發(fā)現(xiàn)為了在功率回退情況下仍保持較高效率，就必須通過負載調(diào)制使得主功放具有兩倍于最優(yōu)阻抗的輸出阻抗。而這種負載調(diào)制是通過四分之一波長阻抗線變換得到的，圖1中的Z1即為主功放的輸出阻抗。根據(jù)圖1，依據(jù)阻抗變換原理對各個點的阻抗進行推導如下：

（1）

由此可以得出主功放的輸出阻抗為：

（2）

其中，β為波數(shù)；l為線長度；βl表示在給定頻率f0下，傳輸線的相位延遲，也就是因為βl在不同頻率下的不同而導致阻抗Z1T和Z1會發(fā)生改變。所以，通過傳統(tǒng)的λ/4阻抗變換，在帶寬增大時，主放大器的阻抗值Z1并沒有都調(diào)制到兩倍于最優(yōu)阻抗的輸出阻抗，從而影響了功率回退時的效率。

2.3 平衡式Doherty功放合路的阻抗變換分析

在Doherty結(jié)構(gòu)中，λ/4阻抗變換線是關(guān)鍵部分，為了拓展工作帶寬，必須優(yōu)化λ/4阻抗變換線。在文獻[13]中，給出了四分之一波長線工作帶寬的近似表達式為：

（3）

其中，?f/f0表示λ/4線的相對帶寬；Γm為最大能接受的反射系數(shù)；Z0和ZL表示兩個端口的阻抗值，為了增大?f/f0的值，可通過減小Z0和ZL的比值。

圖2（a）為在低功率范圍下的阻抗轉(zhuǎn)換關(guān)系，此時輔功放沒有工作，阻抗為無窮大，主功放的輸出阻抗通過負載調(diào)制到100Ω，即阻抗變換從25Ω到100Ω，其阻抗比為4。

圖2（b）給出了改進型的合路結(jié)構(gòu)，在不影響功放效率的同時拓展帶寬，采用了平衡式的合路結(jié)構(gòu)?？梢钥闯?，該結(jié)構(gòu)去掉了輸出合路的一段阻抗變換線，且采用主輔合路都是70.7Ω阻抗變換線，在低功率情況下，阻抗變換從50Ω到100Ω，其阻抗比為2。由公式（3）可知，這將增大相對帶寬?f/f0。

在圖2（c）中，通過ADS仿真軟件仿真了傳統(tǒng)合路阻抗變換（從25Ω到100Ω）和平衡式合路結(jié)構(gòu)（從50Ω到100Ω）?？梢钥闯?，曲線2為平衡式合路結(jié)構(gòu)，其相對帶寬?f/f0可以提高到25%～30%。

3 平衡式Doherty功放設(shè)計及測試結(jié)果

結(jié)合上述的理論分析，在實際制板設(shè)計中，采用Rogers4350B板材，板厚0.762mm，介電常數(shù)3.66，敷銅厚度25um。本次設(shè)計選用CREE公司型號CGH40010的GaN管子。

圖3給出了實際制作調(diào)試完成的功放電路圖。在功放輸入輸出端，結(jié)合GaN管子的寬帶特性并采用了寬帶匹配技術(shù)[14-15]，在偏置部分采用扇形微帶代替電容濾波。由于扇形微帶具有較優(yōu)的寬帶特性，實際調(diào)試時漏極電壓為28V，主功放柵極電壓為-2.2V，輔功放柵極電壓為-5.5V。

圖4為小信號測試曲線。從圖4中的S參數(shù)可以看到，平衡式合路的Doherty功放在1.8―2.7GHz頻段內(nèi)有10dB左右的增益。

圖5顯示了實際測試的漏極效率曲線。可以看出，在1.85―2.65GHz頻段內(nèi)，效率最高時接近為70%，且輸出功率都大于41.5dBm，最大接近44dBm，回退5～6dB時效率均大于38%。

圖6給出了1.85GHz、2.3GHz、2.65GHz這3個頻點增益與輸出功率曲線。雖然平衡式合路具有更好的寬帶特性，但實際調(diào)試時也無法在35.6%相對帶寬（1.85―2.65GHz）內(nèi)保持優(yōu)良的回退特性。另外，由于仿真設(shè)計與實際加工存在的差異，也使得寬帶特性會低于仿真的理想狀態(tài)。

4 結(jié)束語

根據(jù)上述的實際調(diào)試可知，通過減小阻抗轉(zhuǎn)換比值可以拓展相對帶寬，并且驗證了平衡式合路方式能夠有效地改善傳統(tǒng)Doherty的帶寬特性，從而使得Doherty在保持原有的高效率的基礎(chǔ)上，更加適應(yīng)現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)多頻段多模式的要求，具有更廣闊的應(yīng)用前景。

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功率放大器范文第4篇

Abstract： A digital amplitude-frequency equalization power amplifier was presented.The system incorporates preamplifier, band-stop network,FPGA digital processing module and power amplifier circuits. Test results shows that the whole system is characterized by its high gain, wide band and high efficiency.

關(guān)鍵詞： 均衡；功率放大；效率

Key words： equalization；power amplifier；efficiency

中圖分類號：TP39 文獻標識碼：A文章編號：1006-4311（2011）01-0164-03

0引言

在聲音的拾取過程及通過音響設(shè)備的傳送過程中, 由于設(shè)備或器件的原因, 導致其幅度對頻率的響應(yīng)往往不一致, 這樣經(jīng)放大器輸出后, 就達不到原來的聽覺效果。數(shù)字均衡放大器就是一個改善音頻頻率響應(yīng)的放大器設(shè)備。

1方案選擇

1.1 總體設(shè)計方案

1.1.1 前置放大的方案設(shè)計與選擇設(shè)計采用AD603與NE5532 級聯(lián)放大。AD603增益高且穩(wěn)定，NE5532 噪聲低，在20Hz-20kHz內(nèi)增益穩(wěn)定。

1.1.2 A/D采樣電路、D/A轉(zhuǎn)換電路的選擇經(jīng)過實際分析和性能比較，TLC5615可達到10位轉(zhuǎn)換，串行輸出，電路簡單的效果。所以本系統(tǒng)A/D采樣電路、D/A轉(zhuǎn)換電路選擇TLC5615。

1.1.3 低頻功率放大器電路的設(shè)計和選擇由于不能使用MOS集成功率模塊，本設(shè)計使用晶體管二極管和分立的大功率MOS管等元件搭建了引入反饋的乙類推挽功率放大器。

1.1.4 整體方案選擇方案本設(shè)計采取的整體方案是基于FPGA的數(shù)字幅頻均衡功率放大器。

信號經(jīng)前置放大、帶阻網(wǎng)絡(luò)后，可對其進行A/D采樣，然后利用FFT轉(zhuǎn)換到頻域后對各頻率的幅值進行補償，再利用IFFT進行反變換，經(jīng)D/A 轉(zhuǎn)換成模擬量，然后進行低頻功率放大。本方案利用FPGA進行數(shù)字處理以實現(xiàn)幅頻均衡。這種方法成本低，效果好。

1.2 系統(tǒng)組成經(jīng)過以上各方面的方案論證與分析比較，本設(shè)計采用基于FPGA數(shù)字幅頻均衡功率放大器的方案。具體系統(tǒng)框圖如圖1所示。系統(tǒng)分為前置放大器、帶阻網(wǎng)絡(luò)、FPGA數(shù)字處理模塊、功率放大器模塊。前置放大器使用AD603和NE5532級聯(lián)放大，阻帶網(wǎng)絡(luò)按設(shè)計說明焊接，得到頻域值，數(shù)字幅頻均衡部分使用FPGA技術(shù)，先用MAX148進行采樣，再利用FFT原理進行幅頻補償，然后進行IFFT，經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換得到信號時域模擬量，再通過功率放大電路完成功率放大。

2主要電路設(shè)計

2.1 前置放大的設(shè)計設(shè)計要求輸入信號有效值小于10mV，電壓放大倍數(shù)不小于400倍，增益A（dB）=20 lg400=52.04（dB），而輸入信號頻率在20Hz－20kHz，所以要求選用放大器須有足夠的增益和增益帶寬。

AD603是AD公司推出的一種低噪聲且由電壓控制的增益放大器。它提供精確的、可由管腳選擇的增益，它的增益是線性變化的,且在溫度和電源電壓變化時有很高的穩(wěn)定性,在帶寬為9MHz時增益控制電壓VG=VC1-VC2（-500mV≤VG≤500mV），理論上增益與增益控制電壓的關(guān)系:增益A1（dB）=40VG+30（從10dB 到50dB）NE5532的增益計算： 增益A2（dB）=20lg（RF/RE）（dB）級聯(lián)后增益可達:A（dB）=（40VG+30）×[20lg（RF/RE）]（dB）而且增益在帶寬內(nèi)可調(diào)，信號不失真。在20Hz-20kHz通頻帶內(nèi)衰減小于-1dB。

為了實現(xiàn)輸出電阻為600Ω，在輸出端加射級跟隨器然后串聯(lián)600Ω電阻。

前置放大器電路如圖2所示。電壓增益可由滑動變阻器R4、R3來控制，R4控制VG=VC1-VC2=VC1-0=VC1，R3控制 RF/RE ，這樣即可實現(xiàn)增益可調(diào)。

2.2 帶阻網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計根據(jù)設(shè)計說明的帶阻網(wǎng)絡(luò)圖搭建帶阻電路。為了達到較高的精度，所用電阻精確度均為千分之一，電感電容也精確度較高。帶阻網(wǎng)絡(luò)電路如圖所示。

信號經(jīng)過帶阻網(wǎng)絡(luò)后時域變?yōu)轭l域，各個頻率對應(yīng)特定的幅值。其波特圖特性為400Hz左右衰減倍數(shù)大，從約400Hz向兩側(cè)的衰減倍數(shù)逐漸減小。

2.3 數(shù)字幅頻均衡電路的設(shè)計

2.3.1 A/D采樣電路設(shè)計A/D部分實現(xiàn)模擬信號到數(shù)字信號的轉(zhuǎn)換，ADC采用10位的MAX148。在模擬信號輸入端加600Ω接地，然后串接射級跟隨器。

2.3.2 D/A轉(zhuǎn)換電路設(shè)計D/A部分將數(shù)字處理部分得到的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬信號，芯片采用10位轉(zhuǎn)換、串行輸出的TLC5615。

2.4 功率放大器電路的設(shè)計經(jīng)過計算，設(shè)計為引入反饋的乙類推挽MOS管功率放大器。電路的MOS管選用IFR9530和IFR530組成對管使用，NE5532構(gòu)成電壓驅(qū)動激勵級，功率放大器采用±20V為供電。電路如圖3所示。

3軟件設(shè)計

FPGA設(shè)計用verilog語言對其編程，采用Quartus的Verilog編譯。程序分為控制部分和數(shù)字處理部分。

3.1 控制部分的程序設(shè)計控制部分的程序主要是分為模數(shù)轉(zhuǎn)換和數(shù)模轉(zhuǎn)換兩大部分，通過FPGA來控制A/D和D/A電路進行轉(zhuǎn)換。

3.2 數(shù)字處理部分的程序設(shè)計數(shù)字處理部分的程序主要是完成FFT時頻變換、浮點乘法和IFFT反變換等功能。

3.3 主程序流程圖流程圖如圖4所示。

4系統(tǒng)測試

4.1 測試儀器

信號發(fā)生器 FG708S數(shù)字萬用表UT-52

直流穩(wěn)壓穩(wěn)流電源JW-4 型

數(shù)字示波器 TDS 2012B 頻率特性測試儀BT3-D

4.2 指標測試和測試結(jié)果

4.2.1 對前置放大器的測試

（1）放大倍數(shù)和通頻帶的測試采用示波器TDS 2012B對電壓幅值進行測量，當輸入信號有效值5mV時幅值為 5mV×=7.07mV，所以信號發(fā)生器幅值設(shè)為7mV，改變信號頻率，在放大電路輸出端利用示波器測試不同頻率信號對應(yīng)的輸出信號幅值。

根據(jù)表1中數(shù)據(jù)并計算可知，放大器放大倍數(shù)達到428倍，且在帶寬內(nèi)增益穩(wěn)定。計算各個頻率的增益值：A=20lg（Vo/Vi），可以證明-1dB通頻帶包括20Hz-20kHz。

（2）輸出電阻的測試利用公式伏安法對輸出電阻進行多次測量：R=-1R（令RL=600Ω），測量結(jié)果求平均數(shù)后得：Ro=595（Ω）

4.2.2 對帶阻網(wǎng)絡(luò)的測試要求以10kHz時輸出的信號V2電壓幅度為基準最大衰減≥10dB。具體結(jié)果如表2：

由表2測試結(jié)果可知，500Hz的衰減最大，與10kHz相比衰減 10.54dB。

4.2.3 對數(shù)字幅頻均衡電路的測試

（1）輸入電阻的測試利用伏安法多次測試輸入電阻，根據(jù)公式R==計算可知：Ri平均值為599 （Ω）。

（2）電壓幅度波動的測試先測量10kHz時的電壓幅度V0，然后測不同頻率的電壓幅度Vn，計算20lg[（Vn-V0）/V0]。記錄結(jié)果如表3。

由表3可知：電壓幅度波動在±1.3dB以內(nèi)。

4.2.4 對功率放大器的測試

（1）輸出功率和輸出波形的測試用數(shù)字萬用表的伏特表測負載8Ω上的電壓Uo，利用公式計算輸出功率。

最后求得其值為：Po= 22.53（W）。

利用數(shù)字示波器TDS 2012B觀察輸出波形：輸出正弦波，無明顯失真。

（2）通頻帶的測試對輸入信號的頻率從20Hz調(diào)到20kHz，使用示波器觀察放大倍數(shù)最大時的幅值并記錄。在改變頻率使幅值變?yōu)樽畲蠓档?.707倍，記錄頻率值。

（3）放大器效率的測試功率放大器效率為：η==67%。

4.3 結(jié)果分析設(shè)計實現(xiàn)了設(shè)計任務(wù)的大部分要求和指標，在前置放大器放大倍數(shù)、帶阻網(wǎng)絡(luò)最大衰減、功率放大器輸出功率以及功率放大器的效率等方面都做了一定的擴展，總體上較好的完成了任務(wù)要求。但是數(shù)字幅頻均衡方面因為時間有限而且編程要求較高所以實現(xiàn)效果不佳。另外，部分實際測試結(jié)果與Multisim仿真軟件的仿真結(jié)果有差異，雖然實現(xiàn)了指標要求，但是與理論值有差異。分析原因，輸入信號為小于10mV的小信號，器件噪聲、器件精密度、電路板的焊制會對頻率的波形、穩(wěn)定性和準確度產(chǎn)生影響。功放部分的效率會受器件的功耗，濾波器電路的影響。

5結(jié)論

設(shè)計采用基于FPGA的數(shù)字幅頻均衡功率放大器的方案。系統(tǒng)分為前置放大、帶阻網(wǎng)絡(luò)、FPGA數(shù)字處理模塊、功率放大器。前置放大器使用AD603和NE5532級聯(lián)放大，放大倍數(shù)符合要求。阻帶網(wǎng)絡(luò)按設(shè)計說明焊接，達到要求的衰減值。數(shù)字幅頻均衡部分使用FPGA技術(shù)，A/D采樣后利用FFT原理變換到頻域根據(jù)浮點乘法原理對各點進行補償，然后IFFT得到時域，再經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換，通過功率放大電路完成功率放大。功率放大器設(shè)計為帶負載的乙類推挽放大器，輸出功率、效率較高。系統(tǒng)指標基本上達到了任務(wù)要求。

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功率放大器范文第5篇

中圖分類號:TN722-34文獻標識碼:A

文章編號:1004-373X(2010)16-0208-03

Power Amplifier for the Output of Power Carrier System

QIN Duan-zhen, LI Xin

(Ocean University of China, Qingdao 266100, China)

Abstract: A power amplifier for power carrier was designed. It's a dual-stage amplifying circuit, the first stage is grounded-emitter amplifier to enlarge the voltage, and the second stage is OTL amplifier to enlarge the current. The influence of the temperature change is analyzed, and then the distortion degree of the output waveform is reduced by changing the bias circuit and the feedback circuit. A practical power amplifying circuit is proposed by simulating with Pspice.

Keywords: power amplifier; biasing circuit; feedback circuit; output of power carrier

收稿日期:2010-03-24

基金項目:“863”海洋技術(shù)領(lǐng)域海底長期觀測網(wǎng)絡(luò)試驗節(jié)點關(guān)鍵技術(shù)資助項目(2007AA091200)

電力載波通信(power line communication,PLC)是電力系統(tǒng)特有的通信方式,電力載波通信是指利用現(xiàn)有電力線,通過載波方式將模擬或數(shù)字信號進行高速傳輸?shù)募夹g(shù)。最大特點是不需要重新架設(shè)網(wǎng)絡(luò),只要有電線,就能進行數(shù)據(jù)傳遞?，F(xiàn)在,PLC除了在遠程抄表上有所應(yīng)用外,隨著家庭智能系統(tǒng)這個話題的興起,也給PLC帶來了一個新的舞臺[1]。在電力載波系統(tǒng)輸出級,需要對調(diào)制好的信號進行放大,本文使用共射放大電路和OTL電路分別對電壓和電流進行放大,為了控制輸出信號的諧波失真率,對偏置電路和反饋電路進行了改進[2],同時在設(shè)計中考慮溫度影響,使電路可以在室外環(huán)境中正常工作。

1 放大器的設(shè)計要求和基本電路

根據(jù)國家電網(wǎng)標準的要求,載波信號的總諧波失真應(yīng)小于0.05%,由于需要在室外工作,所以電路需要能夠在-30 ℃的環(huán)境中正常工作,輸出功率應(yīng)達到1 W。在本設(shè)計中,為了達到輸出功率的需求,供電部分采用12 V直流供電,電源內(nèi)阻為10 Ω。信號源為數(shù)/模轉(zhuǎn)換芯片的輸出信號,頻率為132 kHz,信號電壓峰值為2.5 V,芯片內(nèi)阻為2 kΩ。負載為電力線,在仿真中采用如圖1所示的人工電源網(wǎng)絡(luò)模型。

圖1 人工電源網(wǎng)絡(luò)模型

基本電路如圖2所示,Q9為前級放大,Q8,Q12為后級輸出。輸入與輸出之間引入負反饋,調(diào)節(jié)增益,使得輸出功率滿足實際應(yīng)用的需要,同時起到降低諧波失真的作用。前后級直接耦合,以簡化電路,降低成本[3]。

2 溫度影響

2.1 溫度降低的影響及解決辦法

當溫度降低時,使得晶體管集電極電流降低,而基極電流增大,當Q9基極電流增大時,R5電流增大,兩端壓降也隨之增大,而R5左端電壓為0.7 V基本不變,于是右端電壓上升,使得靜態(tài)工作點高于VCC/2,于是輸出波形的正半周頂端出現(xiàn)失真。

解決方法:

(1) 被動溫度適應(yīng)法。加大負反饋降低增益,即R7的設(shè)定值降低,使得靜態(tài)工作點的上升不至于使輸出波形失真。缺點是降低了輸出。把R7調(diào)整為3 kΩ,電路可以在-30 ℃下正常工作,基波3 V,三次諧波為1 mV。

(2) 主動溫度補償法:將R5設(shè)定為可變電阻,當溫度降低時,降低R5阻值,使靜態(tài)工作點保持不變,也就避免了輸出波形的失真。

圖2 基本功率放大電路

2.2 溫度上升的影響及解決辦法

使用推挽式輸出級通常要通過偏置電路消除交越失真,最簡單的方法是使用D7和D8兩個二極管來實現(xiàn)[4]。

當負載電流較大時,三極管溫度升高,be間電壓降低,而二極管電流并不大,其正向?qū)妷篤e變化不大,這樣,Vbe和Ve之間的電位差使得三極管中流過的電流加大,溫度進一步上升,電位差更大,三極管電流也更大,最終使三極管發(fā)生熱損壞[5]。解決方法:

(1) 如圖3所示,在2個三極管射極輸出端串聯(lián)2個電阻,限制電流[6]。

(2) 使用如圖4所示的電路,將3個三極管靠近,使它們熱耦合,則隨著溫度變化,Q3兩端電壓也會變化,從而抑制了熱擊穿[7]。

當三極管功率不是太大時,可以直接使用二極管偏置。

3 負反饋電路的改進

將基本電路中的R8使用如圖5所示的LC諧振電路代替,可以將132 kHz頻率的信號正確反饋,而其他頻率信號則被衰減至很小,從而改善輸出波形。

電容和電感的取值由公式f=12πLCЮ椿竦謾P癡衿德氏嗤時,電容容量越小,電感數(shù)值越大,品質(zhì)因數(shù)越大,選頻特性越好,為了得到合適的負反饋,加入了電阻來調(diào)整品質(zhì)因數(shù)。

從表1可以看出,使用LC諧振作為負反饋可以在一定程度上抑制諧波失真。

圖3 串聯(lián)電阻法

圖4 熱耦合方法

選頻負反饋的使用使得電路只使用于特定頻率的功率放大,若需要較大范圍的頻率響應(yīng),則不適合采用選頻電路。

表1 兩種反饋電路的比較

電阻反饋選頻反饋

基波4.15 V4.1 V

二次諧波25 mV11 mV

三次諧波11 mV5 mV

4 偏置電路的改進

使用圖6所示的恒流源代替基本電路中的電阻R1,使得偏置電路中的電流不會受到輸入端的影響,從而使輸出端更加穩(wěn)定,降低失真[8]。

圖5 選頻反饋電路

圖6 恒流源偏置電路

由表2兩者的對比可以看出,使用恒流源代替電阻可以使諧波失真大大降低,但是溫度特性會變差,使用中需要注意溫度補償。

表2 兩種偏置電路的比較

使用電阻使用恒流源

基波4.1 V4.2 V

二次諧波11 mV0.4 mV

三次諧波5 mV0.8 mV-30 ℃使用溫度適應(yīng)法時的不失真基波3.58 V3.22 V(2.2 K)

溫度特性變差,但相對其對諧波失真的改進來看,此影響很小,所以在電路中恒流源的引入是非常有意義的。

5 提高輸入電阻

加入前面所述的選頻負反饋電路之后,輸入電阻變得很小,大概只有200~300 Ω,當信號源內(nèi)阻變化時,會導致輸出端波形變化很大,并可能出現(xiàn)嚴重失真。所以需要采取措施提高輸入電阻,以降低信號源變化所帶來的影響[9]。

方法1 通?？梢圆捎蒙浼壐S電路作為前級輸入端的方法來提高輸入電阻,此方法效果好,成本高。

方法2 當對輸入電阻阻值要求不是太大時,可以簡單的在輸入端串聯(lián)一定數(shù)值的電阻,來達到提高輸入電阻的目的,此方法實現(xiàn)簡單,成本低。

在本應(yīng)用中,信號由特定DA芯片提供,信號源內(nèi)阻變化不大,適合采用第2種方法。

6 晶體管的選擇

最大管壓降:電源采用了12 V供電,所以晶體管最大管壓降應(yīng)大于12 V;最大電流:經(jīng)PSpice仿真,測得輸出級的2個三極管最大電流為150 mA,電流源和前級放大晶體管小于10 mA;最大功耗:經(jīng)PSpice仿真,測得輸出級的2個三極管最大瞬時功耗550 mW,前級放大晶體管最大瞬時功耗小于60 mW;工作溫度:產(chǎn)品需要能在室外環(huán)境中正常工作;頻率特性:截止頻率大于300 kHz;綜合考慮,選擇2N3904和2N3906晶體管[10]。

7 改進后的電路圖及性能

根據(jù)前面所述的方法對開始的基本電路進行改進,得到最后的實用電路,如圖7所示。電源:+12 V,內(nèi)阻10 Ω;輸出信號總諧波失真率約0.05%;輸入阻抗:1.2 kΩ。輸出阻抗:6 Ω;輸出電壓:8.3 V;最低工作溫度:-30 ℃。

8 結(jié) 語

本文從最基本功率放大電路著手,從多個方面對其進行改進,獲得了較高的諧波失真性能和較高的輸出功率,最終電路能夠滿足國家電網(wǎng)標準的要求和實際應(yīng)用的需求。

圖7 改進后的功率放大電路

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